UNIVERSIDADE DO ESTADO DE SANTA CATARINA – UDESC CENTRO DE CIÊNCIAS TECNOLÓGICAS – CCT DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELÉTRICA - DEE PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA - PPGEEL

  UNIVERSIDADE DO ESTADO DE SANTA CATARINA – UDESC CENTRO DE CIÊNCIAS TECNOLÓGICAS – CCT DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELÉTRICA - DEE

PROGRAMA DE PốS-GRADUAđấO EM ENGENHARIA ELÉTRICA - PPGEEL

  ELISABETH CRISTINA LEMOS SPERB ACIONAMENTO DO MOTOR SÍNCRONO DE IMÃS PERMANENTES USANDO DSP JOINVILLE

  ELISABETH CRISTINA LEMOS SPERB ACIONAMENTO DO MOTOR SÍNCRONO DE IMÃS PERMANENTES USANDO DSP

  Dissertação apresentada para a obtenção do título de mestre em Engenharia Elétrica da Universidade do Estado de Santa Catarina, Centro de Ciências Tecnológicas – CCT Orientador: Ademir Nied, Dr. Co-orientador: José de Oliveira, Dr.

  JOINVILLE

  “ACIONAMENTO DO MOTOR SÍNCRONO DE IMÃS PERMANENTES USANDO DSP” por ELISABETH CRISTINA LEMOS SPERB

  Esta dissertação foi julgada para a obtenção do título de MESTRE EM ENGENHARIA ELÉTRICA

  Área de concentração em “Sistemas Eletroeletrônicos”, E aprovada em sua forma final pelo

  CURSO DE MESTRADO ACADÊMICO EM ENGENHARIA ELÉTRICA CENTRO DE CIÊNICAS TECNOLÓGICA DA UNIVERSIDADE DO ESTADO DE SANTA CATARINA.

  Banca Examinadora: Joinville, 5 de Agosto de 2011.

  _______________________________________ Dr. Ademir Nied

  CCT/UDESC (orientador/presidente) _____________________________________

  Dr. Seleme Isaac Seleme Junior UFMG

  _______________________________________ Dr. José de Oliveira

  CCT/UDESC (coorientador/suplente)

  FICHA CATALOGRÁFICA S749A Sperb, Elisabeth Cristina Lemos.

  Acionamento do Motor Síncrono de Imãs Permanentes Usando DSP/ Elisabeth Cristina Lemos Sperb; Orientador: Ademir Nied 159 f.:il, 30 cm Incluem referências. Dissertação (mestrado) – Universidade do estado de Santa Catarina, Centro de Ciências Tecnológicas, Mestrado em Engenharia Elétrica Joinville, 2011.

  1. Acionamento Elétrico 2. Controle Sensorless. Nied Ademir CDD 621.3

  Decido este trabalho a minha amada família pelo amor, apoio e incentivo

  

AGRADECIMENTOS

ƒPrimeiramente agradeço a Deus, por estar sempre presente em minha vida.

  ƒAo meu professor orientador Doutor Ademir Nied pela oportunidade de desenvolver pesquisa, pela amizade, pelos conhecimentos transmitidos, por sempre ter criado condições adequadas para que os trabalhos fossem realizados da melhor maneira possível e pelos dois ótimos anos de convivência.

  ƒAo professor Doutor José de Oliveira, pelas sugestões e melhorias fornecidas para o desenvolvimento do trabalho.

  ƒAos colegas do grupo do laboratório de pesquisa em acionamentos elétricos – LAPAE, pelo apoio e pelas contribuições dadas a este trabalho.

  ƒA todas as pessoas que participaram ou ajudaram direta ou indiretamente na execução deste trabalho.

  ƒÀ Universidade do Estado de Santa Catarina – UDESC pela bolsa de estudos do programa PROMOP.

  

RESUMO

  Sperb, Elisabeth Cristina Lemos. Acionamento do Motor Síncrono de Ímãs Permanentes

  

Usando DSP. 2011. 159f. Dissertação (Mestrado Acadêmico em Engenharia Elétrica – Área:

  Sistemas Eletroeletrônicos) – Universidade do Estado de Santa Catarina. Programa de Pós- Graduação em Engenharia Elétrica, Joinville, 2011. Neste trabalho é apresentada a implementação de uma bancada experimental para o acionamento do motor síncrono de imãs permanentes (MSIP) utilizando um processador digital de sinais. O objetivo principal do trabalho é desenvolver uma bancada com características flexíveis que permita a implementação e avaliação de técnicas de controle variadas. Inicialmente, são estudadas as características construtivas do MSIP, como o material que compõe os imãs permanentes e as possibilidades de arranjo físico no rotor. Em seguida é desenvolvido o modelo matemático com as equações de corrente e tensão no referencial girante. É analisado na seqüência, o controle vetorial, utilizando o método direto pelo fluxo de rotor considerando a abordagem com controle de torque constante, e a técnica de modulação por largura de pulso por vetor espacial. São também apresentadas algumas técnicas de controle sem sensor de posição/velocidade (sensorless) baseadas no modelo matemático do motor e em redes neurais artificiais. Algumas técnicas de controle sensorless foram simuladas e analisadas. Para comprovar a flexibilidade da bancada desenvolvida, alguns algoritmos de estimação da posição e velocidade do motor, anteriormente simulados, foram implementados juntamente com o algoritmo de acionamento.

  

Palavras-chaves: Motor Síncrono de Ímãs Permanentes. Acionamento Elétrico. Controle

Sensorless.

  

ABSTRACT

  Sperb, Elisabeth Cristina Lemos. Synchronous Permanent Magnet Motor Drive System

  

Control. 2011. 159f. Dissertation (Academic Master Course in Electric Engineering– Area:

  Electronics Systems) – University of Santa Catarina. Program in Electric Engineering, Joinville, 2011. This project presents the implementation of an experimental test bed to drive the permanent magnet synchronous motor (PMSM) using a digital signal processor. The main purpose of the project is to develop a test bed with flexible features enabling the implementation and evaluation of different motor control techniques. Initially the constructive characteristics of the PMSM are studied, as the selection of the proper materials of permanent magnets and the possibilities of physical arrangement in the rotor. Then the mathematical model is developed with the currents and voltage equation in the rotating reference frame. An analysis is made, consequently, of the vector control using the method by considering the rotor flux approach with constant torque control and the space vector pulse width modulation technique. Some techniques of sensorless control based on the motor mathematical model and artificial neural network are also presented. To demonstrate the flexibility of the bed developed, some algorithms for estimating motor position and speed, earlier simulated, were implemented with the algorithm drive system.

  

Key-words: Permanent Magnet Synchronous Motor. Electric drives control. Sensorless

Control.

  

LISTA DE ILUSTRAđỏES

  Figura 1 Curva de desmagnetização dos matérias de imãs permanentes (GIERAS and WING, 2002)

  28 Figura 2 Colocação dos imãs no rotor do MSIP: a) Imãs de Superfície; b) Ímãs inseridos na Superfície; c) Ímãs no interior do rotor com orientação radial; d) Ímãs no Interior do rotor com orientação circunferencial

  29 Figura 3 Diagrama de bloco do controle vetorial com angulo de torque constante

  40 Figura 4 Diagrama de blocos do controlador PI com Anti-Windup (TEXAS

  INSTRUMENTS, 2003)

  42 Figura 5 Servoacionamento trifásico

  43 Figura 6 Vetores Espaciais Básicos (TEXAS INSTRUMENTS, 2003)

  45 Figura 7 Estrutura básica do resolver (TEXAS INSTRUMENTS, 2000)

  49 Figura 8 Diagrama de blocos do controle sensorless do MSIP

  52 Figura 9 Diagrama de blocos algoritmo do Filtro de EKF (PEROUTKA, 2005)

  62 Figura 10 Diagrama de blocos do FPB com compensação de ganho e fase (YU et al, 2006)

  64 Figura 11 Integrador modificado com realimentação saturável (HU and WU, 1998)

  65 Figura 12 Integrador com compensação por limitação (HU and WU, 1998).

  66 Figura 13 Integrador com compensação adaptativa (HU and WU, 1998).

  68 Figura 14 Diagrama vetorial com a relação entre o ɉ e a ‡ˆ (HU and WU, 1998)

  69 Figura 15 Diagrama do espaço vetorial do MSIP ( MORIMOTO et al, 2002)

  71 Figura 16 Diagrama de blocos do observador de ordem mínima da fcem (MORIMOTO et al, 2002)

  72 Figura 17 Diagrama de blocos do estimador (MORIMOTO et al, 2002)

  73 Figura 18 Causas das vibrações (chattering), (BRANDTSTADTER, 2009)

  76 Figura 19 Aproximação linear e não linear da função escalar descontínua (BRANDTSTADTER, 2009)

  78 Figura 20 Controle com observador por modos deslizantes

  86 Figura 21 Diagrama de blocos do estimador de posição/velocidade

  87 Figura 22 Controle com o observador por modos deslizantes com PLL

  87 Figura 23 Circuito PLL para correção do erro de posição (RAN and GUANGZHAW, 2008)

  88 Figura 24 Diagrama de blocos simplificado da estimação da velocidade pelo Método MRAS (KANG et al, 2009)

  95 Figura 25 Diagrama de blocos do sistema de controle baseado no estimador MRAS

  96 Figura 26 Estrutura MRAS utilizando o fluxo do estator, (DRURY et al, 2009)

  97 Figura 27 Diagrama de blocos do estimador MRAS de fluxo com correção de offset, (Andreescu, 1999)

  98 Figura 28 Topologia de conexão em cascata completa 101 Figura 29 Controle sensorless utilizando a técnica do fluxo de estator: a), c),

  e) para 0,3 pu de velocidade; b), d), f) para 0,6 pu de velocidade 107 Figura 30

  Fluxo do estator no referencial ሺߙ െ ߚሻ: a), c), e) para 0,3 pu de velocidade; b), d), f) para 0,6 pu de velocidade 107 Figura 31 Controle sensorless utilizando a técnica da fcem estendida: a), c),

  e) para 0,3 pu de velocidade; b), d), f) para 0,6 pu de velocidade 109 Figura 32 Controle sensorless utilizando a técnica Sliding Mode: a), c), e) para 0,3 pu de velocidade; b), d), f) para 0,6 pu de velocidade 112 Figura 33 Controle sensorless utilizando a técnica Sliding Mode com PLL: a),

  c), e) para 0,3 pu de velocidade; b), d), f) para 0,6 pu de velocidade 113 Figura 34 Controle sensorless utilizando a técnica MRAS com erro de corrente: a), c), e) para 0,3 pu de velocidade; b), d), f) para 0,6 pu de velocidade

  117 Figura 35 Controle sensorless utilizando a técnica MRAS com erro de fluxo:

  a), c), e) para 0,3 pu de velocidade; b), d), f) para 0,6 pu de velocidade 119

  Figura 36 Diagrama de blocos da plataforma experimental desenvolvida 121

  Figura 37 Diagrama de blocos das funções do TMS320F2812 (TEXAS

  INSTRUMENTS, 1997) 123

  Figura 38 Placa de Controle UPCC2812 (HIGH POWER ENGENNERING, 2005)

  125 Figura 39 Placa de controle UPCC2812 e módulos adicionais (HIGH

  POWER ENGENNERING, 2005) 126 Figura 40 PWM invertidos (a , b) e senoide de referência (c) para alimentação do Resolver

  128 Figura 41

  Saídas do resolver: a)െ•‡ሺɅ), b) •‡ሺɅ), c) െ…‘•ሺɅ), d) 129

  …‘•ሺɅ) Figura 42 Saída diferencial seno (a) e cosseno (b) 129 Figura 43

  Leitura da Corrente na Fase ܽ : a) sinal medido; b) sinal da placa de controle 130

  Figura 44 Correntes medida e de referência i (a)e i (b) 131 d q Figura 45 Sinais medidos: a)Tensão de barramento; b) Tensões de fase; c) função da modulação

  131 Figura 46 Medidas de velocidade, posição e corrente da fase a: a), c) para 0,2 e 0,3 pu de velocidade; b), d) para 0,3 e 0,4 pu de velocidade 132 Figura 47 Velocidade e posição estimadas e erro de velocidade com a técnica

  sliding mode : a), c), e) para 0,3 pu de velocidade; b), d), f) para 0,6

  pu de velocidade 133

  Figura 48 Velocidade e posição estimadas e erro de velocidade com a técnica

  sliding mode com PLL: a), c), e) para 0,3 pu de velocidade; b), d),

  f) para 0,6 pu de velocidade 134 Figura 49 Velocidade e posição estimadas e erro de velocidade com a técnica de fluxo de estator: a), c), e) para 0,3 pu de velocidade; b), d), f) para 0,6 pu de velocidade

  135 Figura 50

  Fluxo do estator (Ƚ െ Ⱦ) estimado: a), c) para 0,3 pu de velocidade;

  b), d) para 0,6 pu de velocidade 136 Figura 51

  Transformada trifásica ሺܽǡ ܾǡ ܿሻ para o referencial ߙ െ ߚ estacionário 152

  Figura 52 154

  Referencial estacionário ሺߙ െ ߚሻ e (݀ െ ݍሻ girante Figura 53 Circuito PLL básico (ROLIM ET ALL, 2006) 155 Figura 54 Velocidade e posição estimada usando o circuito PLL (ESKOLA, 2006)

  156 Figura 55 Diagrama de blocos simplificado do circuito PLL com controlador

  PI (HARNEFORS and NEE, 2000) 158

  

LISTA DE TABELAS

  Tabela 1 Comutação das Chaves e Tensões Instantâneas Resultantes do Inversor Trifásico.

  44 Tabela 2 Vetores Espaciais Correspondentes e suas componentes ሺȽ െ Ⱦሻ

  45 Tabela 3 Parâmetros do Motor 104

  Tabela 4 Erro médio de velocidade (rad/s) 120 Tabela 5 Característica Técnicas do Servoconversor 124

LISTA DE ABREVIATURAS

  Corrente Alternada

  Motor Brushless DC

  (Corrente Contínua)

  Direct Current

  (Processador Digital de Sinais)

  Digital Signal Processing Extended Luenberger Observe (Observador de Luenberger

  estendido) (Filtro de Kalman Estendido)

  Extended Kalman Filter

  ˆ…‡ Força contra-eletromotriz ˆ Força Magneto Motriz

  Field Oriented Control (Controle Orientado por Campo)

  Motor Síncrono de Imãs Permanentes Proporcional Integral

  (Modulador por largura de Pulso)

  Pulso Width Modulation

  (Elo Travado por Fase)

  Phase Locked Loop

  Redes Neurais Artificiais

  Surface Isent Permanent Magnet (Imãs Permanentes Inseridos na

  Superfície) (Ímãs Permanentes na Superfície)

  Surface Permanent Magnet Surface Permanent Magnet Síncronos Motor (Motor Síncrono de

  ímãs Permanentes na Superfície) (Modulação Espacial por

  Space Vector Pulso Width Modulation

  Largura de Pulso)

  LISTA DE SÍMBOLOS

  ሻ ݇ Passo de amostragem 

  Indutância simplificada no eixo de referencia girante ሺ ሻ

  Ganho de transformação de tensão do resolver ܮ

  ௥௘௦

  Ganho do controlador proporcional ݇

  ௣

  Ganho do controlador integral ݇

  ୧

  ଶ

  ௔௔

  ሺ‰

  Vetor de Corrente do estator no referencial bifásico estacionário ሺ ”•ሻ ܬ Momento de inércia

  ఈఉ଴

  Corrente de estator no eixo ȕ do referencial bifásico estacionário ሺ ”•ሻ ݅

  ఉ

  ݅

  Corrente de estator no eixo Į do referencial bifásico estacionário ሺ ”•ሻ

  ܮ

  Indutância própria do enrolamento do estator na fase a ሺ ሻ ܮ

  Corrente de estator no eixo q do referencial bifásico girante normalizada ሺ’—ሻ ݅

  Indutância mútua entre os enrolamentos dos estator da fase b e c ሺ ሻ ܮ

  ௔௕௖

  Indutância própria do enrolamento do estator na fase c ሺ ሻ ܮ

  ௖௖

  Indutância mútua entre os enrolamentos dos estator da fase c e b ሺ ሻ ܮ

  ௖௕

  Indutância mútua entre os enrolamentos dos estator da fase c e a ሺ ሻ ܮ

  ௖௔

  ௕௖

  ௔௕

  Indutância própria do enrolamento do estator na fase b ሺ ሻ ܮ

  ௕௕

  Indutância mútua entre os enrolamentos dos estator da fase b e a ሺ ሻ ܮ

  ௕௔

  Indutância mútua entre os enrolamentos dos estator da fase a e c ሺ ሻ ܮ

  ௔௖

  Indutância mútua entre os enrolamentos dos estator da fase a e b ሺ ሻ ܮ

  ఈ

  ௤௡

  ܤ Coeficiente de Atrito Viscoso ሺ •ሻ

  ௕௔௦௘

  ௕

  Corrente que circula nas bobinas do estator na fase a ሺ ”•) ݅

  ௔

  ݅

  Força coercitiva ሺ Ȁሻ

  ௖

  Frequência nominal de operação do motor ሺ œሻ ܪ Intensidade de campo magnético ሺ Ȁሻ ܪ

  ݂

  ݅

  Densidade de fluxo remanescente ሺ ሻ

  ௥

  Densidade de fluxo no ponto de operação de máxima densidade de energia ሺ ሻ ܤ

  ୫ž୶

  Densidade de fluxo ሺ ሻ

  ௗ

  ܤ

  Corrente que circula nas bobinas do estator na fase b ሺ ”•ሻ

  ௖

  Corrente de estator no eixo q do referencial bifásico girante ሺ ”•ሻ ݅

  ௗ

  ௤

  Vetor de Corrente do estator no referencial bifásico girante ሺ ”•ሻ ݅

  ௗ௤଴

  Corrente de estator no eixo d do referencial bifásico girante normalizada ሺ’—ሻ ݅

  ௗ௡

  ݅

  Corrente de estator no eixo d do referencial bifásico girante ሺ ”•ሻ

  ݅

  Corrente que circula nas bobinas do estator na fase c ሺ ”•ሻ ݅

  Corrente nominal ሺ ”•ሻ

  ௡௢௠௜௡௔௟

  ܫ

  Corrente base ሺ ’‹…‘ሻ

  ௕௔௦௘

  Vetor de corrente do estator trifásica ሺ ”•ሻ ܫ

  ௔௕௖

  Representação da Indutância nas fases a,b,c ሺ ሻ

  ܮ

  ߥ

  ௖

  ߥ

  Tensão base ሺ ’‹…‘ሻ

  ௕௔௦௘

  Tensão aplicada no enrolamento do estator na fase b ሺ ”•ሻ ܸ

  ௕

  Tensão aplicada no enrolamento do estator na fase a ሺ ”•ሻ ߥ

  ௔

  Tensão de saída do resolver ሺ…‘•ሻ ሺ ሻ

  ߥ

  ଶ

  Tensão de saída do resolver ሺ•‡ሻ ሺ ሻ ܷ

  ଵ

  Amplitude da tensão de alimentação do resolver ሺ ’‹…‘ሻ ܷ

  ଴

  Tensão de alimentação do resolver ሺ ሻ ܷ

  ௘௫௜௧௔­ ௢

  ܷ

  Resistência do estator (Ÿ)

  Tensão aplicada no enrolamento do estator na fase c ሺ ”•ሻ

  ௔௕௖

  ܶ

  Tensão de estator no eixo q do referencial bifásico girante ሺ ”•ሻ

  ఈఉ଴

  Tensão de estator no eixo ȕ do referencial bifásico estacionário ሺ ”•ሻ ߥ

  ఉ

  Tensão de estator no eixo Į do referencial bifásico estacionário ሺ ”•ሻ ߥ

  ఈ

  Tensão de estator no eixo q do referencial bifásico girante normalizada ሺ’—ሻ ߥ

  ௤௡

  ߥ

  ௤

  Vetor de tensão do estator trifásica ሺ ”•ሻ ݒ

  Vetor de tensão do estator no referencial bifásico girante ሺ ”•ሻ ߥ

  ௗ௤଴

  ߥ

  Tensão de barramento ሺ †…ሻ

  ௗ௖

  Tensão de estator no eixo d do referencial bifásico girante normalizada ሺ’—ሻ ܸ

  ௗ௡

  Tensão de estator no eixo d do referencial bifásico girante ሺ ”•ሻ ߥ

  ௗ

  ௦

  Matriz transformada de Park ሺ ሻ

  ௗ

  ܮ

  P Número de pólos p Operador diferencial

  Indutância própria do enrolamento do estator referencial girante ሺ ሻ

  ௤௤

  ܮ

  Indutância de eixo em quadratura normalizada ሺ’—ሻ

  ௤௡

  Indutância mútua entre os enrolamentos q-d ሺ ሻ ܮ

  ௤ௗ

  Indutância de eixo em quadratura ሺ ሻ

  ௕௔௦௘

  ௤

  Indutância mútua entre os enrolamentos d-q ሺ ሻ ܮ

  ௗ௤

  Indutância de eixo direto normalizada ሺ’—ሻ ܮ

  ௗ௡

  Indutância própria do enrolamento do estator no referencial girante ሺ ሻ ܮ

  ௗௗ

  ܮ

  Indutância de eixo direto ሺ ሻ

  ܲ

  Potência base ሺ™ሻ

  ఈఉ଴՜ௗ௤଴

  ௘

  ܶ

  Matriz transformada de Clark ሺ ሻ

  ௔௕௖՜ఈఉ଴

  ܶ

  Torque de carga ሺ ሻ

  ௅

  ܶ

  Torque eletromagnético ሺ ሻ

  Torque base ܶ

  ܴ

  ௕௔௦௘

  ሺ•ሻ ݏ Plano s ܶ Matriz transposta ܶ

  Resistência do estator normalizada ሺ’—ሻ – Tempo contínuo

  ௦௡

  ܴ

  Resistência do estator (Ÿ)

  ௦

  Representação da Resistência nas fases a,b,c (Ÿ) ܴ

  ௔௕௖

  Vetor de tensão do estator no referencial bifásico estacionário ሺ ”•ሻ

  ܼ

  ௠

  Velocidade angular da freqüência de Corte ሺ”ƒ†Ȁ•ሻ

  ߱

  ௕௔௦௘

  Velocidade base do rotor ߱

  ௥௘௙

  Velocidade na freqüência de referencia do resolver ሺ”ƒ†Ȁ•ሻ ߱

  Velocidade mecânica do rotor ሺ”’ሻ

  ߱

  ߱

  ௥

  Velocidade elétrica do rotor ሺ”ƒ†Ȁ•ሻ

  ߱

  ௥௡

  Velocidade elétrica do rotor normalizada ሺ’—ሻ

  Outras Notações

  ௖

  Ângulo mecânico do rotor ሺ”‡˜‘Ž—­Ù‡•ሻ

  ௕௔௦௘

  ௖

  Impedância base ሺπሻ

  ߰

  ௔

  Fluxo do estator na fase a ሺ െ •ሻ

  ߰

  ௕

  Fluxo de fluxo do estator fase b ሺ െ •ሻ ߰

  Fluxo de fluxo do estator fase c ሺ െ •ሻ ߰

  ௠

  ௔௕௖

  Vetor de fluxo do estator trifásico ሺ െ •ሻ ߣ

  ௠

  Constante de fluxo devido ao imã do rotor ሺ Ȁ”ƒ†Ȁ•ሻ ߠ

  ௥

  Ângulo do rotor ሺ”ƒ†ሻ

  ߠ

  ݔො Valor estimado de x ݔԦ Vetor x ݔሶ Derivada de x ݔҧ Erro de x

  

SUMÁRIO

1.

  

3. ESTIMAđấO DE POSIđấO E VELOCIDADE ......................................................... 52

3.1.

  3.4. SENSORIAMENTO DA POSIđấO UTILIZANDO A FCEM ................................... 70

  3.3.4. Integração do Fluxo Utilizando um Algoritmo de Compensação Adaptativa ........................................................................................................... 67

  3.3.3. Integração do fluxo Utilizando Compensação por Limitação ................................ 66

  3.3.2. Integração do Fluxo Utilizando um Integrador com Realimentação Saturável .............................................................................................................. 64

  3.3.1. Integração do Fluxo por Filtro Passa-Baixa .......................................................... 63

  3.3. SENSORIAMENTO DA POSIđấO UTILIZANDO O FLUXO DE ESTATOR .................................................................................................................. 62

  3.2.2. Aplicação do EKF no MSIP ................................................................................. 58

  3.2.1. Sensoriamento de Posição Utilizando Observador de Estados com Padrões Estocásticos (Filtro de Kalman) .............................................................. 58

  3.2. SENSORIAMENTO DA POSIđấO UTILIZANDO OBSERVADORES DE ESTADOS ............................................................................................................ 55

  3.1.1. Metodologia de Escolha dos Estimadores ............................................................. 54

  VELOCIDADE DO MSIP .......................................................................................... 52

  INTRODUđấO AOS ESTIMADORES DE POSIđấO E

  2.9. CONCLUSÃO ............................................................................................................ 50

  INTRODUđấO ............................................................................................................. 19

  2.8. LEITURA DA POSIđấO DO ROTOR ...................................................................... 48

  2.7. MODULAđấO UTILIZANDO ESPAđO VETORIAL POR LARGURA DE PULSO (SVPWM) ............................................................................................... 43

  2.6.1. Implementação dos Controladores PI no Tempo Discreto e Projeto dos Ganhos .......................................................................................................... 41

  2.6. CONTROLE VETORIAL DO MSIP .......................................................................... 39

  2.5.3. Modelo Matemático por Unidade (PU)................................................................. 37

  2.5.2. Modelo da Dinâmica Mecânica ............................................................................ 36

  2.5.1. Modelo da Dinâmica Elétrica ............................................................................... 31

  2.5. MODELO MATEMÁTICO DO MSIP ....................................................................... 31

  2.4. DETERMINAđấO DOS PARÂMETROS DO MSIP................................................. 30

  2.3. CONFIGURAđỏES DA MÁQUINA SễNCRONA DE IMấS PERMANENTES ....................................................................................................... 29

  2.2. MATERIAIS PARA CONFECđấO DOS IMấS PERMANENTES ........................... 27

  2.1. MÁQUINA SÍNCRONA DE IMÃS PERMANENTES .............................................. 26

  2. CARACTERÍSTICAS CONSTRUTIVAS, MODELAMENTO E CONTROLE DO MSIP ................................................................................................ 26

  3.4.1. Modelo Matemático do Observador Baseado na Fcem Estendida ......................... 70

  3.5. SENSORIAMENTO DA POSIđấO UTILIZANDO MODOS DESLIZANTES.......................................................................................................... 74

  4.1. ESTIMADOR UTILIZANDO O FLUXO DE ESTATOR. ....................................... 105

  5.8. CONCLUSÃO .......................................................................................................... 136

  5.7. RESULTADOS DO ACIONAMENTO DO MOTOR E DOS ALGORITMOS SENSORLESS ................................................................................. 129

  5.6. DESCRIđấO DO HARDWARE DO RESOLVER .................................................... 127

  5.5. LEITURAS ANALÓGICAS ..................................................................................... 127

  5.4. DESCRIđấO DO HARDWARE DE CONTROLE .................................................. 125

  5.3. DESCRIđấO DO HARDWARE DE POTÊNCIA .................................................... 124

  5.2. PROCESSADOR DIGITAL DE SINAIS .................................................................. 122

  5.1. PLATAFORMA EXPERIMENTAL ......................................................................... 121

  5. DESCRIđấO DA PLATAFORMA E RESULTADOS EXPERIMENTAIS ..................................................................................................... 121

  4.5. CONCLUSÃO .......................................................................................................... 119

  4.4. ESTIMADOR UTILIZANDO A TÉCNICA MRAS ................................................. 113

  4.3. ESTIMADOR UTILIZANDO A TÉCNICA DE SLIDING MODE .......................... 109

  4.2. ESTIMADOR UTILIZANDO A TÉCNICA DA FCEM ESTENDIDA .................... 108

  

4. RESULTADOS DE SIMULAđấO ............................................................................ 104

  3.5.1. Princípios Teóricos Para Aplicação do Observador por Modos Deslizantes ........................................................................................................... 74

  3.8. CONCLUSÃO .......................................................................................................... 102

  3.7.2. Redes Neurais Artificiais Aplicadas ao MSIP ..................................................... 100

  3.7.1. Introdução a Técnica de Redes Neurais Artificiais ............................................... 99

  3.7. SENSORIAMENTO DE POSIđấO USANDO REDES NEURAIS ARTIFICIAIS ............................................................................................................. 99

  3.6.2. Modelo Matemático do Observador MRAS Aplicado ao MSIP ............................ 90

  3.6.1. Princípios Teóricos Para Aplicação do Observador MRAS .................................. 89

  3.6. SENSORIAMENTO DA POSIđấO POR SISTEMA ADAPTATIVO POR MODELO DE REFERÊNCIA (MRAS) ............................................................. 88

  3.5.8. Estimação da Posição/Velocidade do Rotor Baseada no PLL................................ 87

  3.5.7. Observador de Velocidade por Modos Deslizantes Aplicado ao MSIP sem Saliência ............................................................................................. 82

  3.5.6. Modelo Matemático do Observador por Modos Deslizantes Aplicado ao MSIP ............................................................................................................... 79

  3.5.5. Análise de Estabilidade ........................................................................................ 78

  3.5.4. Solução da Camada Limite ................................................................................... 77

  3.5.3. Chattering e Discretização.................................................................................... 76

  3.5.2. Método do Controle Equivalente .......................................................................... 75

  

REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS ............................................................................ 139

ANEXO A ......................................................................................................................... 152

ANEXO B ......................................................................................................................... 155

ANEXO C ......................................................................................................................... 159

1. INTRODUđấO

  Nos anos de 1950-70 havia um grande uso de diversos tipos de motores sem a preocupação em relação a critérios de desempenho e eficiência. Entretanto nos últimos anos, o crescente aumento no consumo de energia se tornou uma das grandes preocupações mundiais. Novos conceitos sobre o uso racional de energia e as crescentes necessidades relacionadas à conservação do meio ambiente criaram uma demanda significativa por dispositivos de acionamento de motores mais eficientes e com menos consumo de energia elétrica. A transição de dispositivos de acionamento de velocidade única para velocidades variáveis incentivou a pesquisa e o desenvolvimento de estratégias de controle de alto desempenho em uma ampla faixa de acionamento de motores. Desta maneira muitas pesquisas têm sido realizadas em acionamentos de motores com velocidades variáveis devido a um significativo interesse industrial e comercial em tais sistemas.

  O desenvolvimento dos dispositivos de potência semicondutores possibilitou o desenvolvimento de conversores de freqüência para motores CA, permitindo uma fonte de corrente trifásica senoidal com controle contínuo da freqüência (BOSE, 2002).

  Atualmente nas indústrias, a escolha mais comum de conversores de freqüência é para alimentar o motor de indução, sendo este o motor dominante em muitas aplicações até o momento. Mas, este motor esta sendo substituído pelo motor Síncrono de Imãs Permanentes (MSIP) e pelo motor Brushless DC (BLDC) em aplicações de baixa potência ou inferiores a 10KW, tais como: eletrodomésticos, ferramentas elétricas, pequenas bombas e ventiladores. Estes motores possuem muitos recursos atrativos quando comparado ao motor de indução. O enrolamento do rotor é substituído pelos imãs permanentes, simplificando a estrutura do motor. As perdas no cobre são reduzidas, pois não existem circuitos de corrente no rotor. Proporcionam maior eficiência, maior fator de potência e maior densidade de potência resultando em um menor tamanho do motor e uma melhor transferência de calor (MONAJEMY, 2000).

  O uso de imãs compostos por materiais de terras raras proporciona alta densidade de fluxo e facilitam a construção do motor, com uma alta densidade de potência. Os imãs permanentes podem ser manufaturados de diversas formas, o que proporciona grande flexibilidade de construção do motor. (KRISHNAN, 2010).

  Do ponto de vista fundamental, o BLDC pode ser considerado um tipo especial de MSIP. Em ambos os casos a velocidade do motor é proporcional à freqüência de entrada e o MSIP é senoidal, a fcem no BLDC é trapezoidal. O controle do acionamento trapezoidal é mais simples, quando comparado ao acionamento senoidal, pois não há necessidade de um sensor de posição de alta resolução no rotor, uma vez que somente seis instantes de comutação da corrente das três fases devem ser monitorados a cada ciclo elétrico, quando no caso, o motor for acionado por um inversor de tensão, onde existem três braços com um par de chaves em cada braço. Além disso, para o controle, é necessário somente um sensor de corrente no barramento DC. O acionamento senoidal é mais complexo, pois são necessários pelo menos dois sensores de corrente e um sensor de posição de alta resolução para manter a sincronização precisa da forma de onda da corrente com a posição angular do rotor em cada instante de tempo. O BLDC é normalmente utilizado em aplicações de menor desempenho, tais como bombas e ventiladores. O MSIP é usado principalmente em aplicações de alto desempenho que exigem torque de alta precisão. O grande inconveniente das máquinas síncronas de imãs permanentes é o alto custo devido aos materiais que compõe os imãs permanentes. (KRISHNAN, 2010).

  A relação torque/corrente do motor síncrono é não linear, o torque do motor síncrono depende tanto da magnitude quanto do ângulo do vetor de corrente com relação ao rotor. O estudo de Blondel (1913), sobre os motores síncronos juntamente com a transformada de Park, (PARK, 1929) abriram caminho para o controle linear e instantâneo sobre o torque do MSIP (MONAJEMY, 2000).

  Através da teoria de Park, as componentes trifásicas de tensão e corrente do MSIP podem ser decompostas em correntes bifásicas girantes. Essencialmente a transformada de Park, faz uso de variáveis auxiliares de modo a reduzir as equações da máquina permitindo representá-la como um sistema bifásico. O uso dessa transformação deu origem a uma abordagem de controle conhecida como controle de vetores ou controle vetorial. (LEONHARD, 1997).

  O controle vetorial possibilita o controle independente sobre a magnitude e o ângulo da corrente em relação ao rotor de tal forma que o controle instantâneo sobre o torque seja possível. A aplicação da técnica de controle vetorial ao MSIP permite o controle de torque linear, bem como o controle sobre diferentes critérios de desempenho como eficiência e fator de potência (KRISHNAN, 2010).

  As técnicas de controle vetorial foram desenvolvidas na Alemanha no final da década de sessenta e início da década de setenta por Hasse (1969) e Blashke (1972). Estas técnicas demoraram cerca de 10 anos para serem implementadas (LEONHARD, 1997). O princípio do ortogonais ሺ݀ െ ݍሻ com o eixo do fluxo do motor. Para isso é necessário a determinação espacial do fluxo do rotor. (LEONHARD, 1997). Para o MSIP, o fluxo do rotor está alinhado com a rotação do motor, pois nesse motor, não há escorregamento. Logo, ao se determinar a posição do rotor por medição ou através de algoritmos de estimação, a posição do fluxo também fica determinada. (JAHNS et al, 2009.) A variável mecânica de posição do rotor MSIP pode ser medida através de um sensor mecânico montado em seu eixo denominado ou resolver.

  encoder

  Entretanto, a existência de um sensor de eixo apresenta várias desvantagens como aumento no custo do produto final, tamanho da máquina, confiabilidade e sensibilidade a ruído. Normalmente esses sensores podem custar tanto quando um motor de baixa potência, tornando o custo do sistema total inviável economicamente comparado com outros motores comerciais.

  Com o intuído de viabilizar economicamente o uso do MSIP em larga escala, tem-se verificado nos últimos 15 anos um crescente interesse no desenvolvimento de algoritmos e técnicas de estimação de posição/velocidade para o controle deste motor sem sensor de posição/velocidade (ACARNLEY and WATSON, 2006).

  Outras vantagens da utilização de técnicas do controle vetorial sem sensor de posição/velocidade estão relacionadas à eliminação do cabo transdutor e redução de ruídos elétricos. O sistema de monitoramento da posição/velocidade pode ser implementado juntamente com outros sistemas eletrônicos de controle, logo, não é necessário acrescentá-lo junto ao motor. Desta maneira, evita-se que a taxa de variação de temperatura do motor seja ainda mais limitada, possibilitando a sua aplicação em sistemas com restrição de custos.

  Se a posição/velocidade do rotor é detectada através de algoritmos de estimação sem a utilização do sensor, o controle do sistema do motor é chamado de sensorless (sem sensor). Embora somente as variáveis de posição e velocidade sejam estimadas, a corrente de fase do MSIP necessita ser medida, para que seja possível aplicar a técnica de controle vetorial e desenvolver algoritmos capazes de estimar a posição e a velocidade. Entretanto o termo controle sensorless é um termo bastante usado na literatura e também é utilizado neste trabalho.

  Os estimadores de velocidade são projetados com base no entendimento comum de que a informação acerca da velocidade atual está contida nos sinais elétricos de fácil acesso. Assim, as soluções encontradas na literatura podem ser divididas em dois grupos principais: No primeiro grupo estão incluídos os métodos chamados de métodos algorítmicos. estendido de Luenberger (KUBOTA and MATSUSE, 1994), observadores em modos deslizantes (DERDIYOK, 2003), filtro de Kalman estendido (EKF) (VAS, 1998), sistemas com adaptação por modelo de referência (VAS, 1998), detecção indireta de fluxo por meio da medida em tempo real da reatância do motor (INFORM) (VAS, 1999), injeção de sinal de alta freqüência (LORENZ, 1999), injeção de sinal de baixa freqüência (LEPPÄNEN, 2003), cálculo do escorregamento (VAS, 1998), pseudoinversão (BELICSYNSKI and GRZESIAK, 2002), e as variações pertinentes a cada método citado. Infelizmente, qualquer modelo matemático introduz algum tipo de simplificação, que por sua vez contribui para a deteriorização da estimação.

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